はじめに
本記事は、光伝送技術を体系的に学ぶシリーズの一編です。前作「非線形効果編」で、長距離・高密度WDMにおける非線形劣化（SPM/XPM/FWM）と、それをDSPがどこまで補償できるかという「決定論的／確率的の壁」を扱いました。その際に前提として登場した「コヒーレント検波＋DSP」「DP-QPSK/16QAM」の中身に踏み込みます。
100Gbps以降の長距離光伝送は、そのほとんどがコヒーレント検波と**デジタル信号処理（DSP）**の組み合わせで実現されています。なぜ強度のオン・オフ（OOK）では足りず、光の位相や偏波まで使うようになったのか。前編では、その理由から出発して、コヒーレント受信機が光信号をどのように電気のデジタル値へ変換するか、そして変調方式（QPSK→16QAM→64QAM）がどのように整理できるかまでを説明します。
後編では、受信したデジタル信号をDSPがどのように処理して劣化を補償するか、そしてシャノン容量による根本的な限界と、800G世代とのつながりも扱います。
1. なぜ位相と偏波を使うのか
光の電界が持つパラメータ
光の電界は、本来こう書けます。
E(t) = A(t)\cos\bigl(\omega t + \phi(t)\bigr)
この電界に情報を載せる方法は、いくつかあります。振幅 $A$、位相 $\phi$、そして偏波（直交する2つの偏波状態）です。波長 $\lambda$ はWDMで別のチャネルに割り当てられるため、1つのチャネルの中で使えるのは、この3種類になります。
IM-DD／OOK は強度しか使わない
従来の直接検波（IM-DD：Intensity Modulation - Direct Detection）は、フォトダイオード（PD）が光のパワーに比例した電流を出す、という性質を利用しています。
I_{PD} \propto |E(t)|^2 = A(t)^2
つまり、二乗検波を行った瞬間に、位相 $\phi$ の情報は失われます。$\cos(\omega t+\phi)$ を二乗すると、時間平均をとる過程で位相の項が消えてしまうためです。PDの応答速度は光の搬送波（約193 THz）にまったく追いつけないため、搬送波そのものは平均化されてしまい、観測できません。
最も基本的な変調方式が OOK（On-Off Keying） です。光を点ける（On）／消す（Off）だけで信号を送るもので、振幅の有無という1つのパラメータしか使いません（1シンボル＝1ビット）。10G世代までの長距離伝送は、ほぼこのOOKが使われていました。
| パラメータ | IM-DD/OOK で使えるか | 理由 |
|---|---|---|
| 振幅 $A$（強度 $A^2$） | ○ | PDが強度に比例して応答 |
| 位相 $\phi$ | × | 二乗検波で消失 |
| 偏波（2状態） | × | PDは偏波を区別しない |
IM-DDは電界のパラメータのうち、実質1つのパラメータ（強度）しか使っていません。
位相・偏波を使う理由
シャノンの理論からわかるように、使えるパラメータを増やすほど、同じ帯域でより多くの情報を運べます。位相を使えばQPSKで1シンボル＝2ビット、16QAMで4ビットになります。さらに偏波を使えば（DP：Dual Polarization）、容量はもう2倍になります。
もう一つ、決定的な利点があります。コヒーレント検波によって電界そのもの（振幅と位相）を取り出せれば、分散もPMDも電気領域（DSP）で逆算して補償できるのです。IM-DDは位相の情報を失うため、分散の補償を光学的な手段（分散補償ファイバなど）で行うしかありませんでした。この違いが、コヒーレント世代とそれ以前の世代を分ける決定的なポイントになっています。
2. コヒーレント検波の原理
位相を測るには基準が要る
位相は、基準となるものがなければ測れません。コヒーレント検波では、その基準を**局発光（LO：Local Oscillator）**という受信側のレーザーで用意し、信号光と干渉（ビート）させます。
受信信号 $E_s$ と局発光 $E_{LO}$ を合波してPDに入れると、二乗検波によってビート項が生じます。
I_{PD} \propto |E_s + E_{LO}|^2 = |E_s|^2 + |E_{LO}|^2 + 2A_s A_{LO}\cos\bigl((\omega_s-\omega_{LO})t + (\phi_s-\phi_{LO})\bigr)
第3項のビート成分の中に、信号の位相 $\phi_s$ が残っています。二乗検波で消えるはずだった位相が、LOという基準との差という形で電気信号に現れるのです。これがコヒーレント検波で重要な点です。さらに $A_{LO}$ を大きくすればビート項も大きくなり（LOによる増幅効果）、受信感度も向上します。
中間周波数 IF と3つの方式
信号光とLOの周波数差 $\omega_s - \omega_{LO}$ を、扱いやすい低い周波数に変換したものを**中間周波数（IF：Intermediate Frequency）**と呼びます。光の193 THzという周波数は、電子回路では速すぎて直接処理できません。そこでLOと干渉させ、両者の差にあたる周波数（ビート周波数）まで下げます。これはラジオのスーパーヘテロダイン受信機と同じ原理です。
この周波数差の扱い方で3方式に分かれます。
| 方式 | LO周波数 | IF | 特徴 |
|---|---|---|---|
| ホモダイン | $\omega_{LO}=\omega_s$ | 0 | 信号をそのまま低い周波数帯で取得できるが、位相を完全に合わせる必要があり実現が難しい |
| ヘテロダイン | $\omega_{LO}\neq\omega_s$（大きくずらす） | 高い | IFが信号帯域の2倍以上必要になり、電気回路に広い帯域が求められる |
| イントラダイン | $\omega_{LO}\approx\omega_s$（わずかに残す） | 小さい | 現在主流の方式。残ったわずかな周波数のずれをDSPで補償する |
現行のコヒーレント方式の主流はイントラダイン検波です。周波数を完全に一致させる（ホモダイン）のは技術的に難しいため、あえてわずかなずれを残しておき、その分はDSPで後から補正する、という考え方に基づいています。LOと信号を物理的に完全同期させる代わりに、DSPによって数値的に同期をとっているわけです。
※「イントラダイン（intradyne）」は、intermediate（中間）と homodyne（ホモダイン）の中間を意味する業界の慣用的な呼び方で、ITU-Tなどの規格で定義された用語ではありません。
I/Q平面という共通言語
位相を含む電界は、複素表現で扱うと便利です。
E = I + jQ = A\cos\phi + jA\sin\phi
- $I$（In-phase）：同相成分（実軸）
- $Q$（Quadrature）：直交成分（虚軸、$I$ と90°ずれ）
このI/Q平面上に信号点を配置したものが**コンスタレーション（信号点配置）**で、QPSK・16QAM・64QAMはすべてこの平面上の点の置き方の違いを表しています（第5節）。電界の振幅と位相は次式で復元できます。
A = \sqrt{I^2 + Q^2}, \qquad \phi = \arctan\frac{Q}{I}
3. 受信フロントエンド ― 光をどう電気にするか
ここでは、コヒーレント受信機が、偏波の混ざった受信光を電気のデジタル値（XI/XQ/YI/YQの4信号）へ変換するまでの流れを順に追います。ポイントは、光から電気への変換が起きるのは1か所、バランスPD（フォトダイオード）だけだという点です。それより手前（PBSと90度ハイブリッド）では、信号はすべて光のまま処理されます。
3-1. PBS による偏波分離
最初に、受信光とLOをそれぞれ偏波ビームスプリッタ（PBS）でX偏波・Y偏波に分けます。PBSは、ある偏波方向の成分は透過させ、直交する成分は反射する光部品です。
ここで分けているのは、あくまで「受信機が受信した時点のX偏波とY偏波」です。伝送の途中で偏波が回転してしまっているため、この軸で分離しても、送信したときの信号には戻りません。最終的な信号の分離はDSPが担当し、PBSは「2つの直交する偏波成分を、それぞれ別の検波系統へ振り分ける」役割を果たします。
3-2. 90度ハイブリッドと I/Q の分離
各偏波について、信号光とLOを同じ偏波どうしで干渉させます。ただ干渉させるだけではなく、90度ハイブリッドという部品が、LOの位相を0°・90°・180°・270°ずらした4通りの組み合わせを作り出します。
出力1 ∝ Es + ELO 出力2 ∝ Es − ELO
出力3 ∝ Es + jELO 出力4 ∝ Es − jELO
上の2つを1対のバランスPDで、下の2つをもう1対のバランスPDで受けます。バランス検波とは「2つの光のパワーの差を取る」操作です。$I$ を作る対を計算すると、次のようになります。
|E_s + E_{LO}|^2 - |E_s - E_{LO}|^2 = 4\,\mathrm{Re}[E_s E_{LO}^{*}]
不要な $|E_s|^2$（信号自身の直流成分）と $|E_{LO}|^2$（LOの強度雑音）が引き算によって打ち消され、実部 $I$ だけが残ります。同じように $Q$ を作る対では、
|E_s + jE_{LO}|^2 - |E_s - jE_{LO}|^2 = 4\,\mathrm{Re}[-jE_s E_{LO}^{*}] = 4\,\mathrm{Im}[E_s E_{LO}^{*}]
となり、虚部 $Q$ が得られます。各部品の役割分担を整理すると、次のようになります。
| 分離したいもの | 担当部品 | 仕組み |
|---|---|---|
| X偏波 と Y偏波 | PBS | 偏波を物理的に2方向へ分ける |
| 実部 $I$ と 虚部 $Q$ | 90度ハイブリッド | LOを0°系統と90°系統に分けて干渉 |
| 直流成分・LO強度雑音の除去 | バランスPD対 | 2つの出力の差を取って打ち消す |
3-3. 全体の流れ：受信光から ADC まで
ここまでの流れを1枚の図にまとめます。受信光とLOがそれぞれPBSでX/Y偏波に分けられ、X偏波系統では、信号のX偏波とLOのX偏波が90度ハイブリッドに入ります。そこで生成された4つの出力を2対のバランスPDが受けてI/Qを作り、ADCでデジタル化します。Y偏波系統もまったく同じ構成です。
部品の総数は、PBSが2個（信号用・LO用）、90度ハイブリッドが2個（X系統・Y系統）、バランスPDが4対（合計8個）、ADCが4個です。最終的にXI/XQ/YI/YQの4つのデジタル信号が揃い、これがDSPチェーン（後編）の入口となります。
※90度ハイブリッドの具体的な実装方法（2×4や4×4のMMIカプラなど）はメーカーによって異なります。ただし、I/Qを分離するという原理そのものは共通です。
4. 偏波多重（DP：Dual Polarization）
容量2倍の仕組み
光は横波であり、進行方向に直交する2つの独立した偏波状態（X偏波・Y偏波）を持ちます。この2つはそれぞれ独立した伝送路として使えるため、同じ波長・同じファイバの中で、X偏波とY偏波に別々の信号を載せられます。これが偏波多重（DP）です。
送信側で、同じ波長の光を2つの偏波に分け、それぞれを独立にI/Q変調すれば、ビットレートはそのまま2倍になります。
DP-QPSK の場合：
2 bit/symbol（QPSK） × 2 pol（DP） × ボーレート = 総ビットレート
帯域（ボーレート）を増やさずに容量を2倍にできるため、分散やPMDの負担を増やさずに済むのが利点です。
受信側の難題：偏波は伝送中に回ってしまう
送信時にきれいにX/Yへ分けたとしても、ファイバを伝搬する間に、偏波状態（SOP：State of Polarization）が回転したり混ざり合ったりしてしまいます。その原因は、ファイバの曲げ・応力・温度による偏波の回転と、2つの偏波の伝搬速度の差（PMD）です。
結果として、受信端には、元のX/Y信号が任意の角度で混ざり合った状態で届きます。受信側で単純にPBSを使って分けても、元の信号には戻りません。
ここで採用されている重要な考え方は、偏波を光学的に追いかけて分離しようとはしないというものです。SOPの変動はミリ秒程度の速さで起こるため、機械的・光学的な仕組みで追従するのは困難です。そこで、両方の偏波をまとめて電界として受信しておき、混ざり合った信号をDSPの逆行列計算で解きほぐします。受信したX/Yと元の信号A/Bの関係は、2×2の複素行列（ジョーンズ行列）で表せます。
\begin{bmatrix} \text{受信}X \\ \text{受信}Y \end{bmatrix}
= \begin{bmatrix} h_{xx} & h_{xy} \\ h_{yx} & h_{yy} \end{bmatrix}
\begin{bmatrix} \text{信号}A \\ \text{信号}B \end{bmatrix}
DSPはこの行列の逆行列を推定し、それを掛けることで元の信号を分離します。SOPの変動が速いため、逆行列は絶えず適応的に更新し続ける必要があります。その具体的なアルゴリズム（CMA/RDE）と適応等化器の構成については、後編で説明します。
5. 変調方式の体系（QPSK → 16QAM → 64QAM）
コンスタレーションと bit/symbol
I/Q平面上に送信する信号点をいくつ・どこに置くかで変調方式が決まります。1シンボルが運ぶビット数は信号点の数で決まります。
\text{bit/symbol} = \log_2(\text{信号点の数})
| 信号点の数 | bit/symbol | 方式 | 使う自由度 |
|---|---|---|---|
| 4 | 2 | QPSK | 位相のみ（振幅一定） |
| 16 | 4 | 16QAM | 位相＋振幅 |
| 64 | 6 | 64QAM | 位相＋振幅（多段） |
QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）は、振幅を一定に保ったまま、位相を4つの値に変える方式です。I/Q平面では、原点から等距離にある4点（円周上に等間隔）として表されます。振幅は使わず位相だけで情報を送るため、振幅や位相を乱す非線形効果に対して比較的強いのが特徴です。DP-QPSKが100G世代の主役となったのは、この頑健さによるものです。
QAM（Quadrature Amplitude Modulation）は、位相に加えて振幅も多値化し、I/Q平面上に格子状に信号点を並べる方式です。16QAMは4×4の格子、64QAMは8×8の格子になります。高次化するほど信号点どうしの間隔が狭くなるため、雑音によって隣の点と取り違えやすくなります。これが「高次の変調ほど、必要なOSNRが厳しくなる」理由です。
ボーレートとビットレートの関係
総ビットレートは次式で決まります。DP（偏波多重）を含めた完全形です。
\text{ビットレート} = \text{ボーレート} \times \text{bit/symbol} \times \text{偏波数} \times (1 - \text{FEC冗長率})
スペクトル効率（SE）は、単位帯域あたりに何 bit/s を運べるかを表す指標で、$\text{SE} = \text{ビットレート} / \text{占有帯域}$ と定義されます。これは、後編で扱うシャノン限界に対して、どこまで情報を詰め込めているかを示す指標になります。
世代ごとのボーレートの目安を以下に示します。ただし、この値はメーカー・規格・世代によって大きく変わり、一意には決まりません。次の表は広く見られる代表的な例であり、規格で定められた値ではありません。
| 世代 | 代表的な変調 | ボーレートの目安 | 1波長あたり |
|---|---|---|---|
| 100G | DP-QPSK | 約28〜32 GBd | 100G |
| 200G | DP-16QAM | 約32〜34 GBd | 200G |
| 400G | DP-16QAM | 約60〜64 GBd | 400G |
| 800G | DP-16QAM〜64QAM | 約95〜130 GBd | 800G |
ここで重要なのは、同じビットレートを実現する方法が2つある、という点です。「ボーレートを上げる」か「変調の次数を上げる」かです。前者は占有帯域が広がるため分散やPMDの影響を受けやすくなり、後者は必要なOSNRが上がるとともに非線形効果への耐性が下がります。両者はこのようなトレードオフの関係にあります。この関係が、後編で扱う非線形耐性の議論につながっていきます。
※FEC冗長率（おおむね7〜25%）も、世代や規格によって幅があります。また「世代＝変調方式」という対応は固定的なものではなく、伝送距離との兼ね合いで選ばれます。また、64QAMが長距離伝送で使われる場面は限られており、主にメトロ（都市圏：数十〜数百km）や、より短距離の区間で用いられます。
前編のまとめ
前編では、コヒーレント検波がなぜ必要なのか（IM-DD/OOKは強度という1つの自由度しか使えない）という点から出発し、LOとのビートによって位相を取り出す原理、受信フロントエンドの物理的な構成（PBS→90度ハイブリッド→バランスPD→ADC）、偏波多重による容量2倍、そして変調方式の体系（QPSK→16QAM→64QAM）までを説明しました。
要点をまとめると、コヒーレント検波とは、電界の振幅と位相をそのまま取り出すことで、位相や偏波という新たなパラメータを使えるようにし、同時に分散やPMDをDSPで補償できるようにした技術だといえます。受信機はXI/XQ/YI/YQの4つのデジタル信号を生成し、ここから先はDSPによる処理の領域に入ります。
後編では、これらのデジタル信号をDSPがどのように処理するか（CD補償→適応等化→周波数オフセット補償→搬送波位相推定）、変調方式ごとの非線形耐性、デジタルバックプロパゲーション（DBP）、そしてシャノン容量による根本的な限界と800G世代への接続について扱います。
参考文献
日本語資料
メーカー技報・学会資料・大学資料の順に挙げます。
-
NEC技報「光デジタルコヒーレント通信技術の開発」（受信部の構成：偏波分離→局発光との干渉→X/Y偏波それぞれのI/Q検出→ADC→DSPによる波長分散・偏波分散補償、という流れが日本語で解説されている。本記事の第2〜3節に対応）：NEC技報 Vol.68 No.3
-
NTT技術ジャーナル「デジタルコヒーレント光伝送技術の今後の展開」（第一世代の変調速度が32Gbaud、近年は100Gbaud級以上へ高速化、という世代別ボーレートの流れを記載。本記事の第5節に対応）：NTT技術ジャーナル
-
電子情報通信学会 会誌「光通信ネットワークの大容量化に向けたディジタルコヒーレント信号処理技術の研究開発」（コヒーレント検波後のDSP処理：波長分散推定・補償→サンプリング位相同期→適応等化（偏波分離・PMD補償）→搬送波位相、という処理順が記載。本記事の第3〜4節、および後編に対応）：IEICE 会誌記事（PDF）
-
東北大学 中沢正隆氏 ほか「コヒーレントQAM光伝送技術」（128QAMなどの多値変調とコンスタレーション、ヘテロダイン検波＋DSPによるI/Q復調の解説。本記事の第2・5節に対応）：東北大学 電気通信研究所 資料（PDF）
-
電子情報通信学会「知識ベース」第5群（光通信における多値変調・偏波多重・周波数利用効率の解説）：IEICE 知識ベース 5群3編7章（PDF）
規格・実装（英語情報）
- OIF-400ZR Implementation Agreement（DP-16QAM、約59.84 GBd）：OIF 400ZR 関連ページ
- OIF-800ZR Implementation Agreement（2024年10月公開、DP-16QAM、約118 GBd、oFEC、80〜120km DCI向け）：OIF-800ZR-01.0（PDF）
- OIF-800LR Implementation Agreement（DP-16QAM、123.6 GBd（ライン速度989.1 Gbps）、10km以下・無増幅）：OIF-800LR-01.0（PDF）
- OpenZR+ MSA 800G ホワイトペーパー（2025年7月、800ZR/OpenROADMとの関係）：OpenZR+ 800G White Paper（PDF）