電子回路の式まとめ

抵抗 R

静的抵抗:

$$
R = \frac{V}{I}
$$

動的抵抗:

$$
r = \frac{dV}{dI} \approx \frac{\Delta v}{\Delta i}
$$

導電率（アドミタンス）:

$$
g = \frac{1}{r} = \frac{\Delta i}{\Delta v}
$$

容量 C

電荷と電圧の関係:

$$
Q = C V = \int i(t),dt
$$

電荷保存則（スイッチON/OFF時）:

$$
C_1 V_1 + C_2 V_2 = (C_1 + C_2)V
$$

インダクタ L

磁束と電流の関係:

$$
N \Phi = L I = \int v(t),dt
$$

三角関数・正弦波信号の表現

正弦波:

$$
v(t) = A \cos(\omega t + \phi)
$$

角速度と周波数:

$$
\omega = \frac{2\pi}{T} = 2\pi f \quad [\text{rad/sec}]
$$

$$
f = \frac{1}{T} = \frac{\omega}{2\pi}
$$

複素数表示とオイラーの公式

複素数:

$$
z = a + jb
$$

極座標表示:

$$
z = r e^{j\theta}, \quad a = r\cos\theta,\ b = r\sin\theta
$$

オイラーの公式:

$$
e^{j\omega t} = \cos(\omega t) + j\sin(\omega t)
$$

位相角:

$$
\theta = \tan^{-1}\left(\frac{b}{a}\right)
$$

微分方程式（回路の基本）

例: 抵抗 R, 容量 C を含む回路

$$
V_0 = R i(t) + \frac{1}{C} \int_0^t i(\tau),d\tau + Q_0
$$

コンデンサ電圧の応答:

$$
V_c = V_0 \left(1 - e^{-\frac{t}{RC}}\right) + \frac{Q_0}{C} e^{-\frac{t}{RC}}
$$

ラプラス変換と素子表記

時間領域から複素周波数領域への変換:

$$
\mathcal{L}{f(t)} = F(s)
$$

抵抗:

$$
R \quad \to \quad R
$$

容量:

$$
C \quad \to \quad \frac{1}{sC}
$$

インダクタ:

$$
L \quad \to \quad sL
$$

キルヒホッフの法則

電流則 (KCL):

$$
\sum_{i=1}^n I_i = 0
$$

電圧則 (KVL):

$$
\sum_{i=0}^n V_i = 0
$$

重ね合わせの理

$$
I_{L} = I_{L}^\prime + I_{L}^{\prime\prime} + I_{L}^{\prime\prime\prime}
$$

例題: 直列接続電流源の内部抵抗

$$
V_o = R_1 I_1 + R_2 I_2
$$

$$
I_s = \frac{I_1 R_1}{R_1 + R_2} + \frac{I_2 R_2}{R_1 + R_2}
$$

$$
R_o = \frac{V_o}{I_s}
$$

半導体基礎数式まとめ

1. 拡散電流（Diffusion Current）

半導体中では、キャリア濃度の勾配により拡散電流が流れる。
電流密度 $J$ とキャリア濃度 $n(x)$ の関係式は：

$$
J = -D \frac{dn(x)}{dx}
$$

$J$：電流密度
$D$：拡散定数 $[\text{cm}^2/\text{sec}]$
$n(x)$：キャリア濃度

👉 キャリア濃度が高い領域から低い領域へキャリアが移動し、電流を形成する。

2. ダイオードの電流–電圧特性（理想モデル）

PN接合ダイオードの理想的なIV特性は：

$$
I_D = I_S \left( e^{\frac{q V_D}{kT}} - 1 \right)
$$

$I_D$：ダイオード電流
$I_S$：逆方向飽和電流（約 $10^{-9} \sim 10^{-12},\text{A}$）
$V_D$：ダイオードにかかる電圧
$q$：電子の電荷 ($1.6\times10^{-19},\text{C}$)
$k$：ボルツマン定数 ($1.38\times10^{-23},\text{J/K}$)
$T$：絶対温度 [K]

👉 ダイオードは順方向で指数関数的に電流が増加し、逆方向ではほぼ一定の電流 $I_S$ しか流れない。

3. 熱電圧（Thermal Voltage）

温度とともに決まる基準電圧：

$$
V_T = \frac{kT}{q} \approx 26,\text{mV} \quad (\text{室温 300 K})
$$

👉 ダイオードのIV特性を近似するときの基準になる。

4. ダイオードの近似IV特性

順方向バイアス時 ($V_D > 0$)

$$
I_D \approx I_S e^{\frac{V_D}{V_T}}
$$
逆方向バイアス時 ($V_D < 0$)

$$
I_D \approx - I_S
$$

👉 実際のIVカーブでは、順方向は急激に立ち上がり、逆方向はほぼ一定の微小電流。

トランジスタ基礎数式まとめ

1. バイポーラトランジスタ (BJT)

電流増幅の基本

$$
I_C = \beta I_B
$$

$\beta$：電流増幅率（数十～数百倍）
$I_C$：コレクタ電流
$I_B$：ベース電流

エミッタ電流

$$
I_E = I_C + I_B
$$

$$
I_E = I_C\left(1+\frac{1}{\beta}\right)
$$

β と α の関係

$$
\beta = \frac{I_C}{I_B}, \quad \alpha = \frac{\beta}{\beta+1}
$$

BJTの電流式

指数関数特性を持つ：

$$
I_C = I_S e^{\frac{V_{BE}}{V_T}}
$$

$$
I_B = \frac{1}{\beta} I_S e^{\frac{V_{BE}}{V_T}}
$$

$$
I_E = \frac{\beta+1}{\beta} I_S e^{\frac{V_{BE}}{V_T}}
$$

$I_S$：飽和電流
$V_T = \frac{kT}{q}$：熱電圧（室温で約26 mV）
$V_{BE}$：ベース–エミッタ間電圧

2. MOSFET

nMOS のIV特性

飽和領域 (Saturation)

$$
I_D = \frac{1}{2} \mu_n C_{\text{ox}} \frac{W}{L} (V_{GS} - V_{TH})^2
$$

線形領域 (Triode / Linear)

$$
I_D = \mu_n C_{\text{ox}} \frac{W}{L} \left[ (V_{GS} - V_{TH}) V_{DS} - \frac{1}{2} V_{DS}^2 \right]
$$

ピンチオフ条件

$$
V_{DS} = V_{GS} - V_{TH}
$$

👉 このときチャネルが消滅し、電流が飽和に移行する。

チャネル長変調 (Channel Length Modulation)

$$
I_D = \frac{1}{2} \mu_n C_{\text{ox}} \frac{W}{L} (V_{GS} - V_{TH})^2 (1 + \lambda V_{DS})
$$

$\lambda$：チャネル長変調パラメータ
$V_A = 1/\lambda$：アーリー電圧

3. pMOS

飽和領域

$$
I_{D,\text{sat}} = \frac{1}{2} \mu_p C_{\text{ox}} \frac{W}{L} (V_{GS} - V_{TH})^2 (1 - \lambda V_{DS})
$$

線形領域

$$
I_{D,\text{tri}} = \mu_p C_{\text{ox}} \frac{W}{L} \left[ (V_{GS} - V_{TH}) V_{DS} - \frac{1}{2} V_{DS}^2 \right]
$$

4. トランスコンダクタンス (gm)

BJT

$$
g_m = \frac{\Delta I_C}{\Delta V_{BE}} \approx \frac{I_C}{V_T}
$$

MOSFET

$$
g_m = \frac{\Delta I_D}{\Delta V_{GS}} \approx \mu_n C_{\text{ox}} \frac{W}{L} (V_{GS} - V_{TH})
$$

CMOS技術とトランジスタの基本機能

1. CMOS (Complementary MOS)

CMOS = Complementary MOSFET
→ nMOS と pMOS を相補的に配置して一つの回路を構成。
出力が論理 "0" または "1" のいずれかに安定 → 消費電力が小さい。

2. 相互コンダクタンス $g_m$

定義

入力電圧 $V_{GS}$ の変化に対するドレイン電流 $I_D$ の変化率：

$$
g_m = \frac{\partial I_D}{\partial V_{GS}}
$$

MOSFETの飽和領域における $g_m$

MOSFET飽和領域の基本式：

$$
I_D = \frac{1}{2} \mu_n C_{ox} \frac{W}{L} (V_{GS} - V_{TH})^2
$$

これを $V_{GS}$ で微分すると：

$$
g_m = \mu_n C_{ox} \frac{W}{L} (V_{GS} - V_{TH})
$$

BJTの $g_m$

BJTのコレクタ電流：

$$
I_C = I_S e^{\frac{V_{BE}}{V_T}}
$$

微分すると：

$$
g_m = \frac{\partial I_C}{\partial V_{BE}} = \frac{I_C}{V_T}
$$

$V_T = \frac{kT}{q}$ （熱電圧、室温で約 26 mV）

数値例

$V_{GS}: 1.5 \to 2.0 ,\text{V}$
$I_D: 1 \to 2 ,\text{mA}$

$$
g_m = \frac{\Delta I_D}{\Delta V_{GS}} = \frac{2 - 1}{2.0 - 1.5} = 2 ,\text{mS}
$$

3. ボディ効果 (Body Effect)

ソース-ボディ間電圧 $V_{SB}$ があると、しきい値電圧が増加する。

$$
V_{TH} = V_{TH0} + \gamma \left( \sqrt{\phi_F + V_{SB}} - \sqrt{\phi_F} \right)
$$

$V_{TH0}$：基準しきい値電圧
$\gamma$：ボディ効果係数
$\phi_F$：フェルミ電位

👉 $V_{SB}$ が大きいほど $V_{TH}$ が上がり、トランジスタがオンしにくくなる。

4. MOSFETの入力としての役割

(A) スイッチ機能（デジタル回路）

OFF条件：

$$
V_{GS} < V_{TH} \quad \Rightarrow \quad I_D \approx 0
$$
ON条件：

$$
V_{GS} > V_{TH} \quad \Rightarrow \quad I_D \neq 0
$$

→ 0/1 論理スイッチ

(B) 増幅器機能（アナログ回路）

MOSFETを飽和領域でバイアスすると：

$$
I_D \approx \frac{1}{2} \mu_n C_{ox} \frac{W}{L} (V_{GS} - V_{TH})^2
$$

入力の小信号電圧 $v_{gs}$ に対し出力電流変化 $i_d$ は：

$$
i_d = g_m v_{gs}
$$

👉 この関係が 電圧制御→電流出力 の増幅機能を実現。

MOSFETの幾何パラメータ依存性

1. 基本式（飽和領域）

MOSFETのドレイン電流（飽和領域）は次の式で表されます：

$$
I_D = \frac{1}{2} \mu_n C_{ox} \frac{W}{L} (V_{GS} - V_{TH})^2
$$

$\mu_n$：キャリア移動度
$C_{ox} = \frac{\varepsilon_{ox}}{t_{ox}}$：ゲート酸化膜容量（単位面積あたり）
$W$：ゲート幅
$L$：チャネル長
$V_{GS}$：ゲート-ソース電圧
$V_{TH}$：しきい値電圧

2. 幾何パラメータの依存性

(1) チャネル長 $L$

式の分母に現れる：

$$
I_D \propto \frac{1}{L}
$$
→ 短チャネル化 ($L$ を小さくする) と電流が大きくなる。
近年の微細化技術では nm スケール（例：5 nm）まで縮小。

(2) ゲート幅 $W$

式の分子に現れる：

$$
I_D \propto W
$$
→ ゲート幅を広げると電流が増える。
同じ $V_{GS}$ でも「大電流駆動」が可能。
パワーデバイスでは $W$ を大きくして大電流を流す設計が多い。

(3) 酸化膜厚さ $t_{ox}$

$C_{ox} = \frac{\varepsilon_{ox}}{t_{ox}}$ より：

$$
I_D \propto \frac{1}{t_{ox}}
$$
→ 酸化膜を薄くすると $C_{ox}$ が大きくなり、電流が増える。
ゲート制御力（電界効果）が強まり、しきい値電圧も下がる傾向。
微細化MOSでは $t_{ox}$ を極限まで薄くする → リーク電流増加という課題もある。

3. 総合式での依存関係

まとめると、電流は以下のように幾何パラメータに依存：

$$
I_D \propto \frac{W}{L} \cdot \frac{\varepsilon_{ox}}{t_{ox}}
$$

$W↑$ → 電流増加（大電流駆動）
$L↓$ → 電流増加（短チャネル効果、微細化）
$t_{ox}↓$ → 電流増加（ゲート制御性向上）

4. 技術的意味

デジタル回路：高速化のため $L$ を短くして $I_D$ を大きく → スイッチング速度UP。
アナログ回路：ノイズやゲインを考慮して $W/L$ 比を調整。
微細化技術：$t_{ox}$ を薄くするが、リークや信頼性とのトレードオフがある。

1. CMOSインバータ

回路構造

pMOS：電源 $V_{DD}$ に接続
nMOS：GND に接続
出力 $V_{out}$ は pMOS と nMOS の接続点
入力 $V_{in}$ は両ゲートに接続

 VDD
  │
 ┌┴┐ pMOS
 │   │
 │   └───┐ Vout
 │       │
 │   ┌───┘
 │   │
 └┬┘ nMOS
  │
 GND

動作式（近似）

nMOS電流（飽和領域）：

$$
I_{Dn} = \frac{1}{2}\mu_n C_{ox}\frac{W_n}{L_n}(V_{in}-V_{THn})^2
$$

pMOS電流（飽和領域）：

$$
I_{Dp} = \frac{1}{2}\mu_p C_{ox}\frac{W_p}{L_p}(V_{DD}-V_{in}-|V_{THp}|)^2
$$

バランス条件：

$$
I_{Dn} = I_{Dp}
$$

近似的伝達特性（S字カーブ）：

$$
V_{out} \approx \frac{V_{DD}}{1+\exp(\alpha(V_{in}-V_M))}
$$

2. CMOS NAND回路

回路構造

pMOS 2個：並列接続（電源側）
nMOS 2個：直列接続（GND側）
入力：A, B
出力：Y

 VDD
  │
 ┌─┬─┐  pMOS並列
 │ │ │
 │ │ └──────┐
 │ │        │
 │ │        ├─── Y
 │ │        │
 │ │ ┌──────┘
 │ │ │
 └─┴─┘  nMOS直列
   │
  GND

論理動作

A=B=1 → nMOS直列ON, pMOS並列OFF → $Y=0$
それ以外 → pMOS並列ON → $Y=1$

数式モデル

出力電圧 $V_{out}$ は入力A, Bに依存して決まる：

$$
I_{Dp}(A,B) = I_{Dn}(A,B)
$$

論理式：

$$
Y = \overline{A \cdot B}
$$

3. S字伝達特性

インバータもNANDも 出力はS字カーブの切り替え特性を示す。
一般式：

$$
V_{out} \approx \frac{V_{DD}}{1+\exp(\alpha(f(V_{in})-V_M))}
$$

インバータ： $f(V_{in}) = V_{in}$
NAND： $f(V_{in}) = A \cdot B$

✅ まとめると：

CMOSインバータは 1入力→1出力、S字カーブで反転。
CMOS NANDは 2入力→1出力、論理ANDの否定をアナログ的にS字カーブで実現。

1. 増幅の定義

電圧利得

$$
A_v = \frac{v_{out}}{v_{in}}
$$

電流利得

$$
A_i = \frac{i_{out}}{i_{in}}
$$

2. MOS増幅回路の基本式

MOSFETの電流式（飽和領域）

$$
I_D = \frac{1}{2}\mu_n C_{ox}\frac{W}{L}(V_{GS}-V_{TH})^2
$$

ここで
$\mu_n$：電子移動度
$C_{ox} = \frac{\varepsilon_{ox}}{t_{ox}}$：酸化膜容量
$W, L$：チャネル幅と長さ
$V_{TH}$：しきい値電圧

小信号近似による出力電圧

$$
v_{out} = -g_m R_L , v_{in}
$$

相互コンダクタンス（トランスコンダクタンス）

$$
g_m = \frac{\partial I_D}{\partial V_{GS}} = \mu_n C_{ox}\frac{W}{L}(V_{GS}-V_{TH})
$$

電圧利得

$$
A_v = \frac{v_{out}}{v_{in}} = -g_m R_L
$$

3. Bipolar増幅回路の基本式

バイポーラトランジスタ(BJT)の電流式

$$
I_C = I_S \exp\left(\frac{V_{BE}}{V_T}\right)
$$

ここで
$I_S$：飽和電流
$V_T = \frac{kT}{q}$：熱電圧（約26 mV, 室温300K）

相互コンダクタンス

$$
g_m = \frac{\partial I_C}{\partial V_{BE}} = \frac{I_C}{V_T}
$$

電圧利得

$$
A_v = -g_m R_L
$$

4. バイアスの基本式

入力信号：

$$
V_{GS} = V_{GSQ} + v_1
$$

ここで
$V_{GSQ}$：バイアス電圧（直流成分）
$v_1$：小信号（交流成分）

MOSの動作条件（確実に動作させるための条件）

$$
V_{GS,min} = V_{GSQ} - V_1 > V_{TH}
$$

従って：

$$
V_{GSQ} > V_{TH} + V_1
$$

5. バイアス方式の式

(a) 分圧抵抗バイアス（1電源方式）

$$
V_{GSQ} = \frac{R_2}{R_1 + R_2} V_{DD}
$$

$$
R_G = \frac{R_1 R_2}{R_1 + R_2}
$$

(b) 電流源バイアス（ICで多用）

$$
I_D = I_0 \quad (\text{電流源が一定値を供給})
$$

$$
V_{GS} , \text{が自動的に決まる}
$$

1. 大信号解析 (DC特性)

MOSFET のドレイン電流は、しきい値電圧 $V_{TH}$ を超えたときに次の式で表されます。

飽和領域：

$$
I_D = \frac{1}{2}\mu_n C_{ox}\frac{W}{L}(V_{GS}-V_{TH})^2 (1+\lambda V_{DS})
$$

線形領域：

$$
I_D = \mu_n C_{ox}\frac{W}{L}\left[(V_{GS}-V_{TH})V_{DS} - \frac{1}{2}V_{DS}^2\right]
$$

ここで
$\mu_n$：移動度
$C_{ox}$：ゲート酸化膜容量
$W,L$：チャネル幅・長さ
$\lambda$：チャネル長変調係数

👉 この式は 直流動作点 (バイアス点) を決めるために使います。

2. 小信号解析 (AC特性)

直流バイアス点 $(V_{GSQ}, I_{DQ})$ の周りで小さな入力変動 $v_{gs}$ を与えると、電流は テイラー展開で近似できます。

$$
I_D \approx I_{DQ} + g_m v_{gs} + \frac{1}{2}g_m' v_{gs}^2 + \cdots
$$

1次の項だけを取ると：

$$
i_d = g_m v_{gs}
$$

ここで

相互コンダクタンス (トランスコンダクタンス)

$$
g_m = \frac{\partial I_D}{\partial V_{GS}}\bigg|{V{GS}=V_{GSQ}} = \mu_n C_{ox}\frac{W}{L}(V_{GSQ}-V_{TH})
$$

👉 この式により、MOSFETは「電圧制御電流源」としてモデル化されます。

3. 大信号 vs 小信号のまとめ

項目	大信号解析 (DC)	小信号解析 (AC)
入力	$V_{GS}$, $V_{DS}$	小変動 $v_{gs}, v_{ds}$
出力	$I_D$ (非線形関数)	$i_d = g_m v_{gs} + g_{ds} v_{ds}$
利用目的	動作点(バイアス)の決定	増幅動作の解析
モデル	非線形MOSFET方程式	線形化された小信号等価回路

✅ 式で整理すると：

大信号

$$
I_D = f(V_{GS}, V_{DS})
$$

小信号

$$
i_d = g_m v_{gs} + g_{ds} v_{ds}
$$

TL;DR

動作点 $Q$ のまわりで テイラー展開の一次（微分） だけ残す＝接線近似だから、非線形なMOSFETも線形回路に置き換えられる。
小信号モデルのコアは

$$
i_d \approx g_m v_{gs} + g_{mb} v_{bs} + g_{ds} v_{ds},\quad r_o=\frac{1}{g_{ds}}
$$
成立条件：振幅が小さい・動作領域が切り替わらない・準静的近似が妥当。
大振幅・超高周波・強い短チャネル効果では、一次近似が崩れる（高次・NQS・寄生まで要考慮）。

1. まず結論（概念）

MOSFETの静特性 $I_D=f(V_{GS},V_{DS},V_{BS})$ を、直流動作点 $Q$ のまわりでテイラー展開して一次で打ち切ると、

$$
i_d ;\approx;
\underbrace{\frac{\partial f}{\partial V_{GS}}}{g_m} v{gs}
+\underbrace{\frac{\partial f}{\partial V_{BS}}}{g{mb}} v_{bs}
+\underbrace{\frac{\partial f}{\partial V_{DS}}}{g{ds}} v_{ds}.
$$

この“勾配”がそのまま依存電流源（$g_m v_{gs}, g_{mb} v_{bs}$）と出力抵抗（$r_o=1/g_{ds}$）に化け、線形の小信号等価回路として扱えます。
DCは別系統（電源）で受け持ち、ACの“小さな揺れ”だけを等価回路に流す、という分離がポイント。

2. 数学的な根拠（テイラー一次）

$$
I_D(Q+\Delta)\approx I_D(Q)

\frac{\partial f}{\partial V_{GS}}v_{gs}
\frac{\partial f}{\partial V_{DS}}v_{ds}
\frac{\partial f}{\partial V_{BS}}v_{bs}.
$$

二次以上（$v^2$, $v^3$ …）を無視 ⇒ 線形化。
これが“小信号”の意味そのもの。

3. 強反転・飽和の代表式（長チャネル近似）

チャネル長変調込みの古典式：

$$
I_D \approx \tfrac{1}{2}k_n(V_{OV})^2(1+\lambda V_{DS}),\quad
V_{OV}=V_{GS}-V_{TH},\quad
k_n=\mu_n C_{ox}\tfrac{W}{L}.
$$

小信号パラメータは

$$
g_m=\frac{\partial I_D}{\partial V_{GS}}
= k_n V_{OV} = \frac{2I_D}{V_{OV}},\quad
g_{ds}=\frac{\partial I_D}{\partial V_{DS}}=\lambda I_D,\quad
r_o=\frac{1}{\lambda I_D}.
$$

ボディ効果込み（しきい値の $V_{SB}$ 依存）だと

$$
g_{mb}=g_m\cdot \eta,\quad
\eta=\frac{\gamma}{2\sqrt{2\Phi_F+V_{SB}}};;\Rightarrow;; g_{mb}\approx 0.1\sim0.3,g_m.
$$

交流容量は“チャージの微分”

$$
C_{ij}=\left.\frac{\partial Q_i}{\partial V_j}\right|_{Q}.
$$

強反転・飽和の概算：

$C_{gs}\approx \tfrac{2}{3}C_{ox}WL$（チャネルがゲートをシールド → $C_{gb}\approx 0$）
$C_{gd}$ は小さめ（ただしミラー効果で見かけ増大）
接合容量 $C_{db},C_{sb}$ は逆バイアスで減少（バイアス依存）

4. いつ“許される”か（成立条件チェックリスト）

小振幅：経験的に $v_{gs}\lesssim 0.1\sim0.2,V_{OV}$ だと高次項が効きにくい。
領域不変：小信号の揺れで飽和↔線形をまたがない。
準静的(QS)：周波数が高すぎず、チャージ分布が即応できる帯域。極端なRFは非準静的(NQS) へ。
温度・バイアス固定：$\mu, V_{TH}, \lambda, \gamma$ 等のパラメータが解析中に動かない。

5. 破綻しがちなケース（注意点）

入力が大きく歪み・クリップ・領域またぎが発生。
超高周波でNQS・配線/寄生が支配的（レイアウト・パッケージの寄生含めモデル強化）。
短チャネル効果（DIBL、速度飽和等）で古典式がズレる。
→ それでも「微分して一次化」の思想自体は有効。実務はBSIM等のデバイスモデルが内部で小信号（偏微分）を持っています。

6. 手計算しやすい実数例

$;I_D=1\ \text{mA},;V_{OV}=0.2\ \text{V},;\lambda=0.02\ \text{V}^{-1}$

$$
g_m=\frac{2I_D}{V_{OV}}
=\frac{2\cdot 1\text{mA}}{0.2\text{V}}=10\ \text{mS},\quad
r_o=\frac{1}{\lambda I_D}
=\frac{1}{0.02\cdot 1\text{mA}}=50\ \text{k}\Omega.
$$

もし $\eta=0.2$ なら $g_{mb}\approx 2\ \text{mS}$。
→ これを小信号回路に差し込めば、利得・入出力抵抗・帯域（容量で極）を紙と鉛筆で読めます。

7. 実務フロー（最短手順）

DCバイアス設計で $V_{GS0}, V_{DS0}$ を決定（領域＝飽和か要確認）。
データシート/モデルまたは式から $I_D, V_{OV}, \lambda$ を見積もる。
$g_m=2I_D/V_{OV}$, $r_o=1/(\lambda I_D)$, $g_{mb}$ を算出。
必要帯域に応じて $C_{gs}, C_{gd}, C_{db}$ を加える（ミラー確認）。
小信号等価回路でAC利得・極/零点・安定度を解析。
入力振幅と周波数が成立条件を満たすかを最後にチェック。

8. 付録：最小の等価回路メモ（飽和・ボディ結合なし）

依存電流源：$g_m v_{gs}$（ドレインへ）
出力抵抗：$r_o$（ドレイン–ソース間）
容量：$C_{gs}, C_{gd}, C_{db}$（必要に応じて）

まずは $g_m$–$r_o$ から始め、帯域を見たいときに容量を足す、が実務の定石。

1. 3つの特性を重ねて読む

$I_D!-!V_{GS}$ 特性（ゲートを増やすと電流が増える）
$I_D!-!V_{DS}$ 家族曲線（各 $V_{GS}$ ごとの出力特性）
負荷直線：抵抗 $R_L$ と電源 $V_{DD}$ により

$$
\boxed{V_{DS}=V_{out}=V_{DD}-R_L I_D}
$$

（切片：$I_D=0\Rightarrow V_{DS}=V_{DD}$、$V_{DS}=0\Rightarrow I_D=V_{DD}/R_L$）

家族曲線と負荷直線の交点が動作点 $Q$。
$V_{GS}$（= $V_{in}$）を上げる ⇒ 家族曲線が上方へ ⇒ 交点の $I_D$ 増加 ⇒ 負荷直線上で $V_{DS}$ は減少（反転特性）。

2. MOSFET の大信号式（長チャネル近似、$\lambda=0$ なら簡単）

しきい値 $V_{TH}$、過剰電圧 $V_{OV}=V_{GS}-V_{TH}$、
$k=\mu_n C_{ox}\frac{W}{L}$ として

カットオフ：$V_{GS}<V_{TH}$
$\displaystyle I_D\simeq0,\quad V_{out}\simeq V_{DD}$.
飽和（強反転）：$V_{GS}\ge V_{TH},; V_{DS}\ge V_{OV}$

$$
\boxed{I_D=\tfrac{1}{2}k,V_{OV}^2}
$$

従って

$$
\boxed{V_{out}=V_{DD}-\tfrac{R_L k}{2},(V_{in}-V_{TH})^2}
$$

（但し 自己整合条件 $V_{out}\ge V_{in}-V_{TH}$ を満たす範囲のみ）
線形（トライオード）：$0\le V_{DS}<V_{OV}$

$$
\boxed{I_D=k!\left[(V_{in}-V_{TH})V_{out}-\tfrac{1}{2}V_{out}^2\right]}
$$

と 負荷直線 $I_D=(V_{DD}-V_{out})/R_L$ を連立。
$V_{out}$ についての 2 次方程式：

$$
\frac{k}{2}V_{out}^2-!\Big{k(V_{in}-V_{TH})+\frac{1}{R_L}\Big}!V_{out}+\frac{V_{DD}}{R_L}=0
$$

物理的に小さい方の根（$0\le V_{out}<V_{in}-V_{TH}$）を採用：

$$
\boxed{;
V_{out}=\frac{k(V_{in}-V_{TH})+\frac{1}{R_L}
-\sqrt{\Big[k(V_{in}-V_{TH})+\frac{1}{R_L}\Big]^2-;2k\frac{V_{DD}}{R_L}}}{k};}
$$

実回路では $\lambda>0$（チャネル長変調）なら
$I_D$ に $(1+\lambda V_{DS})$ を掛け、負荷直線との交点はわずかに右上へ。
解析の流れは同じです。

3. 入出力特性（まとめ・描き方）

$$
V_{out}(V_{in})=
\begin{cases}
V_{DD} & (V_{in}<V_{TH}) \
V_{DD}-\dfrac{R_L k}{2},(V_{in}-V_{TH})^2
& \big[V_{DD}-\dfrac{R_L k}{2},(V_{in}-V_{TH})^2 ;\ge; V_{in}-V_{TH}\big] \
\text{上の 2次式の小さい根}
& \text{（トライオード条件： }V_{out}<V_{in}-V_{TH})
\end{cases}
$$

まず $I_D!-!V_{DS}$ の家族曲線（複数の $V_{GS}$）を描く。
負荷直線 $V_{DS}=V_{DD}-R_L I_D$ を重ねる。
それぞれの交点を読み取り、$(V_{in},V_{out})$ へ写像すると右端の入出力特性が得られる（図の右パネル）。

4. 設計の指針（直感）

反転増幅：$V_{in}\uparrow \Rightarrow I_D\uparrow \Rightarrow V_{out}\downarrow$.
動作点 $Q$ は
- クリップ（カットオフ側/線形側）しにくい中央付近（例 $V_{out}\approx V_{DD}/2$）に置くのが基本。
- 対応する $I_D$ は負荷直線で決まる（$I_D=(V_{DD}-V_{out})/R_L$）。
直流大信号の傾きから、微小変化の近似増幅率も読める：
飽和で $\displaystyle \frac{dV_{out}}{dV_{in}}\approx -R_L,\frac{\partial I_D}{\partial V_{GS}} =-R_L,g_m$（小信号の導入）。

# NMOS with resistive load: DC (large-signal) analysis via load-line
# Three panels:
#  (1) I_D vs V_GS
#  (2) I_D–V_DS family + load line + Q-points for a few V_GS
#  (3) Transfer V_out(V_in)

import numpy as np
import matplotlib.pyplot as plt

# ----------------------------
# Parameters (units shown)
# ----------------------------
VDD = 16.0           # V
RL  = 2.0            # kΩ  (so current axis is in mA)
VTH = 2.0            # V   (threshold)
k   = 1.0            # mA/V^2  (long-channel, lambda=0)

# ----------------------------
# Device equations (lambda = 0)
# IDs returned in mA, VDS/VGS in V
# ----------------------------
def Id_family(VGS, VDS):
    """I_D (mA) for given VGS, VDS (V), long-channel, no CLM."""
    if VGS <= VTH:
        return 0.0
    VOV = VGS - VTH
    if VDS >= VOV:  # saturation
        return 0.5 * k * VOV**2
    # triode
    return k * ((VOV * VDS) - 0.5 * VDS**2)

def loadline_I(VDS):
    """Load line current in mA for a given VDS (V)."""
    return (VDD - VDS) / RL  # because RL is in kΩ, current is mA

def vout_from_vin(Vin):
    """Piecewise solve Vout for a given Vin using saturation check, else triode root."""
    if Vin < VTH:
        return VDD  # cut-off
    VOV = Vin - VTH
    # Saturation candidate
    Vout_sat = VDD - RL * (0.5 * k * VOV**2)
    if Vout_sat >= VOV:  # still satisfies sat condition
        return max(0.0, min(VDD, Vout_sat))
    # Triode region: solve quadratic
    # (k/2) Vout^2 - [k(Vin - VTH) + 1/RL] Vout + VDD/RL = 0
    A = 0.5 * k
    B = -(k * VOV + 1.0 / RL)
    C = VDD / RL
    disc = max(0.0, B**2 - 4*A*C)
    r1 = (-B - np.sqrt(disc)) / (2*A)  # smaller root
    r2 = (-B + np.sqrt(disc)) / (2*A)
    Vout = min(r1, r2)
    # enforce region
    return np.clip(Vout, 0.0, VOV - 1e-12)

# ----------------------------
# Sweep data
# ----------------------------
VGS_vals_for_family = [2.0, 4.0, 6.0]  # example inputs
VDS_axis = np.linspace(0, VDD, 600)

Vin_axis = np.linspace(0.0, 8.0, 400)
Vout_axis = np.array([vout_from_vin(v) for v in Vin_axis])

# Intersections (Q points) for sample VGS
Q_pts = []
for VGS in VGS_vals_for_family:
    # brute-force intersection on grid
    Id_dev = np.array([Id_family(VGS, v) for v in VDS_axis])
    Id_ll  = loadline_I(VDS_axis)
    idx = np.argmin(np.abs(Id_dev - Id_ll))
    Q_pts.append((VDS_axis[idx], Id_ll[idx], VGS))

# ----------------------------
# Plot
# ----------------------------
fig = plt.figure(figsize=(13, 4.5))

# (1) I_D vs V_GS (assume saturation region curve for intuition)
ax1 = fig.add_subplot(1, 3, 1)
VGS_axis = np.linspace(0, 6.5, 500)
ID_VGS = np.where(VGS_axis >= VTH, 0.5 * k * (VGS_axis - VTH)**2, 0.0)
ax1.plot(VGS_axis, ID_VGS, lw=2, label="ID vs VGS (sat approx)")
for v in VGS_vals_for_family:
    ax1.axvline(v, ls="--", alpha=0.8)
    ax1.text(v+0.05, 0.2, f"VGS={v:g} V", rotation=90, va="bottom", fontsize=9)
ax1.set_xlabel("VGS [V]")
ax1.set_ylabel("ID [mA]")
ax1.set_title("1) ID–VGS characteristic")
ax1.grid(alpha=0.3)
ax1.set_xlim(0, 6.5)
ax1.set_ylim(0, 8.5)

# (2) Family + load line + Q
ax2 = fig.add_subplot(1, 3, 2)
# family curves
for VGS in [2.0, 3.0, 4.0, 5.0, 6.0]:
    Idcurve = np.array([Id_family(VGS, v) for v in VDS_axis])
    ax2.plot(VDS_axis, Idcurve, lw=1.5)
    ax2.text(16.1, Idcurve[-1], f"{VGS:g} V", ha="left", va="center", fontsize=8)
# load line
ax2.plot(VDS_axis, loadline_I(VDS_axis), 'k--', lw=2, label="Load line")
# Q points for selected inputs
for (vds_q, id_q, vgs) in Q_pts:
    ax2.plot([vds_q], [id_q], 'o', ms=6)
    ax2.vlines(vds_q, 0, id_q, linestyles=":", alpha=0.7)
    ax2.hlines(id_q, 0, vds_q, linestyles=":", alpha=0.7)
    ax2.text(vds_q+0.15, id_q+0.15, f"VGS={vgs:g}", fontsize=9)
ax2.set_xlim(0, VDD+1.5)
ax2.set_ylim(0, 8.5)
ax2.set_xlabel("VDS [V]  (= Vout)")
ax2.set_ylabel("ID [mA]")
ax2.set_title("2) ID–VDS family with load line")
ax2.grid(alpha=0.3)
ax2.legend(loc="upper right", frameon=False)

# (3) Transfer curve Vout(Vin)
ax3 = fig.add_subplot(1, 3, 3)
ax3.plot(Vin_axis, Vout_axis, lw=2)
# mark the same sample inputs
for vgs in VGS_vals_for_family:
    vout = vout_from_vin(vgs)
    ax3.plot([vgs], [vout], 'o')
    # guide arrows (ΔVin, ΔVout style)
    ax3.vlines(vgs, 0, vout, linestyles=":", alpha=0.6)
    ax3.hlines(vout, 0, vgs, linestyles=":", alpha=0.6)
ax3.set_xlabel("Vin (= VGS) [V]")
ax3.set_ylabel("Vout (= VDS) [V]")
ax3.set_title("3) Transfer characteristic Vout(Vin)")
ax3.grid(alpha=0.3)
ax3.set_xlim(0, 8.0)
ax3.set_ylim(0, VDD)

plt.tight_layout()
plt.show()

1) 増幅器の基本量

入力ポートの小信号
電圧 $v_1$、電流 $i_1$ ⇒ 入力インピーダンス

$$
\boxed{Z_{\text{in}}=\dfrac{v_1}{i_1}}
$$
出力ポートの小信号
電圧 $v_2$、電流 $i_2$ ⇒ 出力インピーダンス

$$
\boxed{Z_{\text{out}}=\dfrac{v_2}{i_2}}
$$
利得（周波数依存の複素量になるのが一般的）

$$
\boxed{A_v=\dfrac{v_2}{v_1}},\qquad
\boxed{A_i=\dfrac{i_2}{i_1}},\qquad
\boxed{A_p=\dfrac{v_2 i_2}{v_1 i_1}}
$$

物理量の次元
$A_v, A_i$：無次元、$A_p$：無次元（比）。実務ではdB表記：$20\log_{10}|A_v|$、$20\log_{10}|A_i|$、$10\log_{10} A_p$。

2) 「高 $Z_{\text{in}}$・低 $Z_{\text{out}}$」が良い理由（直感と式）

信号源（内部抵抗 $R_s$）と負荷 $R_L$ に接続するときの全体の電圧伝達は

$$
\boxed{
\frac{v_2}{v_s}
= A_{v0};
\underbrace{\frac{Z_{\text{in}}}{R_s+Z_{\text{in}}}}{\text{入力の分圧}}
\underbrace{\frac{R_L}{Z{\text{out}}+R_L}}_{\text{出力の分圧}}
}
$$

$A_{v0}$：増幅器の開放出力電圧利得（出力開放、入力は源で駆動）
$Z_{\text{in}}$ が大 ⇒ 入力分圧のロスが小さい（源を“ほぼ電圧源”として扱える）
$Z_{\text{out}}$ が小 ⇒ 出力分圧のロスが小さい（負荷を“しっかり駆動”できる）

理想電圧増幅器：$Z_{\text{in}}=\infty$, $Z_{\text{out}}=0$。
理想電流増幅器なら逆（低 $Z_{\text{in}}$、高 $Z_{\text{out}}$）が望ましい。

3) 入出力インピーダンスの測定・計算（テスト源法）

小信号線形近似（独立源は 0：電圧源→短絡、電流源→開放）を前提。

入力インピーダンス $Z_{\text{in}}$

出力を開放（負荷を外す、帰還の指定があればその条件に合わせる）
入力ポートにテスト電圧源 $v_x$ を接続し、そのとき流れる電流 $i_x$ を測る
$\displaystyle \boxed{Z_{\text{in}}=\frac{v_x}{i_x}}$

出力インピーダンス $Z_{\text{out}}$

入力をゼロ（駆動源 $v_s\to 0$：短絡、$i_s\to 0$：開放）
出力ポートにテスト電圧源 $v_x$ を接続し、流れる電流 $i_x$ を測る
$\displaystyle \boxed{Z_{\text{out}}=\frac{v_x}{i_x}}$

別法（テブナン）：入力ゼロの条件で
開放出力電圧 $V_{\text{oc}}$ と短絡電流 $I_{\text{sc}}$ を計算し
$;Z_{\text{out}}=V_{\text{oc}}/I_{\text{sc}}$。

4) よくある回路での近似（MOSFET例）

ソース接地電圧増幅段（小信号）
ゲートは容量性で直流的には無限大 ⇒ $Z_{\text{in}}$ は非常に大（高周波では $1/(j\omega C_{in})$ が支配）。
出力側は $r_o$ と負荷の並列 ⇒ $\displaystyle Z_{\text{out}}\approx r_o\parallel R_D\parallel R_L$。
開放利得 $\displaystyle A_{v0}\approx -g_m (R_D\parallel r_o)$。
このときの端‐端の電圧伝達は前節の式に代入して評価。

5) 現場でハマりやすい点

dBの加算：直列段の総電圧利得（dB）は各段の dB 値の和。ただし分圧ロス（前節の二つの係数）も dB に換算して一緒に足す。
周波数依存：$Z_{\text{in}}, Z_{\text{out}}, A_v$ は一般に $s=j\omega$ の関数。BPF/LPF 化や発振余裕（位相余裕）を見るときはボード線図で評価。
帰還がある系：測定条件（開ループか閉ループか）を明確に。閉ループでは $Z_{\text{in}}$ 上昇、$Z_{\text{out}}$ 低下が起きるのが普通（電圧帰還）。

6) 1分クイック計算の型

まず理想化して $;v_2/v_s\approx A_{v0}$ を求める
次に入力分圧 $\dfrac{Z_{\text{in}}}{R_s+Z_{\text{in}}}$ と出力分圧 $\dfrac{R_L}{Z_{\text{out}}+R_L}$ を掛け、実際の端‐端利得に直す
欲しい仕様（「この $R_s$・$R_L$ で $|v_2/v_s|\ge \dots$」など）から、必要な $Z_{\text{in}}$ と $Z_{\text{out}}$ の目安が決まる

小信号パラメータ

$$
g_m=\left.\frac{\partial I_D}{\partial V_{GS}}\right|Q,\quad
g{ds}=\left.\frac{\partial I_D}{\partial V_{DS}}\right|Q,\quad
r_o=\frac{1}{g{ds}}
$$

1) ソース接地（Common-Source, CS）

入力：G、出力：D、SはAC接地。

電圧利得

$$
\boxed{A_v=\frac{v_o}{v_i}\approx -,g_m,(R_D\parallel r_o\parallel R_L)}
$$

（KCL：$\frac{v_o}{R_D}+\frac{v_o}{r_o}+\frac{v_o}{R_L}-g_m v_{gs}=0,\ v_{gs}=v_i$）
入力インピーダンス

$$
\boxed{Z_{\text{in}}\approx R_G} \quad(\text{理想MOSなら } \to \infty)
$$
出力インピーダンス

$$
\boxed{Z_{\text{out}}\approx R_D\parallel r_o}
$$

注：ソースに抵抗 $R_S$（局所帰還）が入ると
$A_v\simeq-\dfrac{g_m(R_D\parallel r_o\parallel R_L)}{1+g_m R_S}$。

2) ゲート接地（Common-Gate, CG）

入力：S、出力：D、GはAC接地。

電圧利得

$$
\boxed{A_v\approx +,g_m,(R_D\parallel r_o\parallel R_L)}
$$
入力インピーダンス（低いのが特徴）

$$
\boxed{Z_{\text{in}}\approx \frac{1}{g_m}} \quad(\text{ボディ効果込みなら } 1/(g_m+g_{mb}))
$$
出力インピーダンス

$$
\boxed{Z_{\text{out}}\approx R_D\parallel r_o}
$$
電流利得：おおむね 1（電流バッファ的）。

3) ドレイン接地＝ソースフォロワ（Common-Drain, CD）

入力：G、出力：S、DはAC接地（電流源や VDD へ）。

電圧利得（≲1 のバッファ）

$$
\boxed{A_v \approx \frac{g_m,R_L'}{1+g_m,R_L'}}
$$

ここで $R_L'$ はソースから見える合成負荷（例：純抵抗 $R_L$ なら $R_L'=R_L$）。
ボディ効果ありなら $g_m\to g_m+g_{mb}$。
入力インピーダンス

$$
\boxed{Z_{\text{in}}\approx R_G\ (\text{非常に大})}
$$
出力インピーダンス（低いのが特徴）

$$
\boxed{Z_{\text{out}}\approx \frac{1}{g_m}\ \parallel\ r_o\ \approx \frac{1}{g_m}}
$$

4) インピーダンスの測り方（定義）

$Z_{\text{in}}$：出力開放で入力ポートに試験源 $v_x$ → $Z_{\text{in}}=v_x/i_x$。
$Z_{\text{out}}$：入力短絡で出力ポートに試験源 → $Z_{\text{out}}=v_x/i_x$。

5) ざっくり数値感

例：$g_m=10,\mathrm{mS},\ r_o=50,\mathrm{k}\Omega,\ R_D=10,\mathrm{k}\Omega,\ R_L=\infty$

CS：$A_v\approx -g_m(R_D\parallel r_o)= -0.01\times 8.33\mathrm{k}\approx -83$（約 38 dB）
$Z_{\text{out}}\approx 8.33,\mathrm{k}\Omega$。
CD：$A_v\approx \dfrac{g_mR_L}{1+g_mR_L}$（$R_L=1,\mathrm{k}\Omega$ なら $\approx0.91$）、
$Z_{\text{out}}\approx 1/g_m=100,\Omega$。

6) 周波数依存（ひとこと）

容量 $C_{gs}, C_{gd}, C_{db}$ を入れると、

CS：ミラー効果で見かけの $C_{gd}$ 増大 → 高域ゲイン低下。
CG：広帯域向き（入力に $C_{gd}$ のミラーが乗りにくい）。
CD：低出力抵抗で負荷容量を駆動しやすい。

了解。「各種接地方式の比較」表だけを、記号の意味と“なぜそうなるか”を最短で解説します（NMOS、交流小信号、長チャネル近似）。

記号

$g_m$：トランスコンダクタンス（$\partial I_D/\partial V_{GS}$）。
$g_D\equiv g_{ds}$：ドレインの小信号コンダクタンス（チャネル長変調）。
$r_D\equiv r_o=1/g_D$：トランジスタの出力抵抗。
$G_L$：外部負荷のコンダクタンス（例：抵抗 $R_L$ なら $G_L=1/R_L$）。
$n=1+g_{mb}/g_m$（ボディ効果込みの“スロープ係数”）。
$\infty$：実質的に非常に大きい／小さいことを表す。

1) ソース接地（Common-Source, CS）

入力インピーダンス $Z_i$：$\infty$
ゲートは直流的に電流を吸わない（IGFET）→入力はほぼオープン。
出力インピーダンス $Z_o$：$r_D$（高い）
ドレイン側はトランジスタの出力抵抗で決まる（負荷が並列に付けば下がる）。
電圧利得 $A_v \approx -\dfrac{g_m}{G_L+g_D} = -g_m(R_L\parallel r_o)$
反転増幅。負荷が軽いほど（$G_L\downarrow$）ゲインは大きい。
電流利得 $A_i$：$\infty$（理想的には入力に電流を食わないため大）
電力利得 $A_p$：$\infty$（理想的定義上。実際は有限）

直感：電流源（$g_m v_{gs}$）が高抵抗の出力に流れ、電圧化される→大きい電圧利得。

2) ゲート接地（Common-Gate, CG）

入力インピーダンス $Z_i \approx \dfrac{1}{n g_m}$（低い）
入力はソース端子。入ってきた電流を $g_m$ がほぼそのまま取り込むので低Z。
出力インピーダンス $Z_o$：$r_D$（高い）
出力はドレインでCS同様に高Z。
電圧利得 $A_v \approx +\dfrac{n g_m}{G_L+g_D}$（同相で大きい）
$n$ はボディ効果分の“おまけ”。
電流利得 $A_i \approx 1$（電流バッファ的）
電力利得 $A_p \approx A_v$

直感：電流をほぼそのまま出力高抵抗へ押し上げて電圧に変える。低入力Z・高出力Z。

3) ドレイン接地（Common-Drain, CD＝ソースフォロワ）

入力インピーダンス $Z_i$：$\infty$
入力はゲートで電流を食わない。
出力インピーダンス $Z_o \approx \dfrac{1}{n g_m}$（低い）
ソースがエミッタフォロワ相当で低Zバッファ。
電圧利得 $A_v \approx \dfrac{g_m+g_{mb}}{g_m+g_{mb}+G_L+g_D}\ \approx \dfrac{1}{n}\le 1
重い負荷（(G_L\uparrow$）ほどゲインが下がるが**非反転**。
電流利得 $A_i$：$\infty$（出力低Z・入力ほぼ無限）
電力利得 $A_p$：$\infty$（理想的定義）

直感：ゲートの電圧をソースが“追随”。利得は≦1だが、駆動力が強い（低出力Z）のでバッファ用途。

# Small-signal MOS amplifier quick calculator + plots
# (CS/CG/CD gains & impedances; sweep RL)
import numpy as np
import matplotlib.pyplot as plt

# ---------- utilities ----------
def par(*vals):
    """Parallel of resistances (accepts np arrays)"""
    vals = [np.asarray(v, dtype=float) for v in vals]
    inv = 0.0
    for v in vals:
        inv = inv + 1.0/v
    return 1.0/inv

def as_ohm(x):
    """Pretty ohms as scalar or array -> str"""
    if np.ndim(x) == 0:
        v = float(x)
        if v == np.inf:
            return "∞"
        units = [(1e9, "GΩ"), (1e6, "MΩ"), (1e3, "kΩ"), (1.0, "Ω")]
        for s, u in units:
            if abs(v) >= s:
                return f"{v/s:.3g} {u}"
        return f"{v:.3g} Ω"
    return x

# ---------- small-signal models ----------
def cs_params(gm, ro, RD, RL=np.inf, RG=np.inf, RS=0.0):
    """
    Common-Source (gate input, drain output, source AC-ground)
    Returns: Av, Zin, Zout
    """
    # local feedback via RS (optional)
    A = gm * par(RD, ro, RL)
    if RS > 0:
        A = A / (1.0 + gm * RS)
    Av = -A
    Zin = RG  # ideal MOS gate
    Zout = par(RD, ro)
    return Av, Zin, Zout

def cg_params(gm, ro, RD, RL=np.inf, gmb=0.0):
    """
    Common-Gate (source input, drain output, gate AC-ground)
    Returns: Av, Zin, Zout
    """
    gm_eff = gm + gmb
    Av = + gm_eff * par(RD, ro, RL)
    Zin = 1.0 / gm_eff
    Zout = par(RD, ro)
    return Av, Zin, Zout

def cd_params(gm, ro, RL, gmb=0.0, RG=np.inf):
    """
    Common-Drain = Source Follower (gate input, source output, drain AC-ground)
    Returns: Av, Zin, Zout
    """
    gm_eff = gm + gmb
    # Effective load seen by source (ro in parallel with RL because drain is AC-ground)
    RLp = par(RL, ro)
    Av = (gm_eff * RLp) / (1.0 + gm_eff * RLp)
    Zin = RG
    # Looking into source with gate/drain at AC-ground
    G_L = 1.0/RL if np.isfinite(RL) else 0.0
    gD = 1.0/ro if np.isfinite(ro) else 0.0
    Zout = 1.0 / (gm_eff + gD + G_L)
    return Av, Zin, Zout

# ---------- example parameters ----------
gm  = 10e-3        # 10 mS
ro  = 50e3         # 50 kΩ
RD  = 10e3         # 10 kΩ (load resistor to supply for CS/CG)
RG  = 1e9          # gate bias resistance (very large)
gmb_ratio = 0.2    # gmb/gm for body effect example
gmb = gmb_ratio * gm

# Sweep RL from 100 Ω to 100 kΩ
RLs = np.logspace(2, 5, 200)

# Compute sweeps
Av_cs, Zin_cs, Zout_cs = [], [], []
Av_cg, Zin_cg, Zout_cg = [], [], []
Av_cd, Zin_cd, Zout_cd = [], [], []

for RL in RLs:
    av, zin, zout = cs_params(gm, ro, RD, RL=RL, RG=RG)
    Av_cs.append(av);  Zin_cs.append(zin);  Zout_cs.append(zout)
    av, zin, zout = cg_params(gm, ro, RD, RL=RL, gmb=gmb)
    Av_cg.append(av);  Zin_cg.append(zin);  Zout_cg.append(zout)
    av, zin, zout = cd_params(gm, ro, RL=RL, gmb=gmb, RG=RG)
    Av_cd.append(av);  Zin_cd.append(zin);  Zout_cd.append(zout)

Av_cs = np.array(Av_cs); Av_cg = np.array(Av_cg); Av_cd = np.array(Av_cd)
Zout_cs = np.array(Zout_cs); Zout_cg = np.array(Zout_cg); Zout_cd = np.array(Zout_cd)

# ---------- print a few operating points ----------
def snapshot(RL_pick):
    acs, zics, zocs = cs_params(gm, ro, RD, RL=RL_pick, RG=RG)
    acg, zicg, zocg = cg_params(gm, ro, RD, RL=RL_pick, gmb=gmb)
    acd, zizd, zozd = cd_params(gm, ro, RL=RL_pick, gmb=gmb, RG=RG)
    print(f"\n=== RL = {as_ohm(RL_pick)} ===")
    print(f"CS: Av={acs:.2f}, Zin≈{as_ohm(zics)}, Zout≈{as_ohm(zocs)}")
    print(f"CG: Av={acg:.2f}, Zin≈{as_ohm(zicg)}, Zout≈{as_ohm(zocg)}")
    print(f"CD: Av={acd:.3f}, Zin≈{as_ohm(zizd)}, Zout≈{as_ohm(zozd)}")

print("Example small-signal parameters:")
print(f"gm={gm*1e3:.2f} mS, ro={as_ohm(ro)}, RD={as_ohm(RD)}, gmb={gmb*1e3:.2f} mS")

for RL_pick in [1e3, 10e3, np.inf]:
    snapshot(RL_pick)

# ---------- Plot 1: |Av| vs RL (one chart, log axes) ----------
plt.figure(figsize=(7,5))
plt.loglog(RLs, np.abs(Av_cs), label="CS |Av|")
plt.loglog(RLs, np.abs(Av_cg), label="CG |Av|")
plt.loglog(RLs, np.abs(Av_cd), label="CD |Av|")
plt.xlabel("Load resistance RL [Ω]")
plt.ylabel("|Av|")
plt.title("Voltage gain magnitude vs RL (CS/CG/CD)")
plt.grid(True, which="both", alpha=0.3)
plt.legend()
plt.show()

# ---------- Plot 2: Zout vs RL (one chart, log axes) ----------
plt.figure(figsize=(7,5))
plt.loglog(RLs, Zout_cs, label="CS Zout")
plt.loglog(RLs, Zout_cg, label="CG Zout")
plt.loglog(RLs, Zout_cd, label="CD Zout")
plt.xlabel("Load resistance RL [Ω]")
plt.ylabel("Output impedance [Ω]")
plt.title("Output impedance vs RL (CS/CG/CD)")
plt.grid(True, which="both", alpha=0.3)
plt.legend()
plt.show()

カレントミラー回路 ─ 要点ぜんぶ乗せ解説

0) 何をする回路？

基準電流 $I_{\rm REF}$ を“鏡映”して、別の端子に同じ電流（あるいは比率を掛けた電流）を流す回路。
アナログICの バイアス生成／電流分配／電流モード演算／DAC で多用されます。

1) バイポーラ(BJT)の基本

ダイオード接続の $Q_{\rm REF}$ でベース–エミッタ電圧 $V_{BE}$ を作り、同じ $V_{BE}$ を与えたコピー素子 $Q_i$ に同じ電流を流す。
面積比（エミッタ面積）でスケーリング：

$$
I_i=\frac{I_{S,i}}{I_{S,\rm REF}},I_{\rm REF}=\frac{A_i}{A_{\rm REF}},I_{\rm REF}
$$
Early 効果（有限の $r_o$）で電圧依存誤差が出る：
$I \approx I_0(1+V_{CE}/V_A)$ → $\Delta I/I \approx (V_{\rm out}-V_{\rm ref})/V_A$。

2) MOS の基本ミラー

長チャネル近似・飽和領域：

$$
I_D=\tfrac{1}{2}\mu_n C_{\rm ox}\frac{W}{L}(V_{OV})^2(1+\lambda V_{DS}),\quad V_{OV}=V_{GS}-V_{TH}
$$

ダイオード接続 $M_1$ で $V_{GS}$ を作り、同寸法 $M_2$ に同じ $V_{GS}$ を与えると
飽和（$V_{DS}\ge V_{OV}$）の範囲で $I_{\rm OUT}\approx I_{\rm REF}$。
サイズ比でスケーリング：

$$
I_{\rm OUT}= \underbrace{\frac{(W/L)2}{(W/L)1}}{\alpha}, I{\rm REF}
$$
コンプライアンス電圧（最低出力電圧）

$$
V_{\rm out,min}\approx V_{OV,{\rm out}} \quad(\text{単純ミラー})
$$

電圧依存誤差（チャネル長変調）

$$
I\propto (1+\lambda V_{DS})\ \Rightarrow\
\frac{\Delta I}{I}\approx \lambda,(V_{\rm out}-V_{\rm ref})
$$

→ 出力抵抗 $r_o=1/(\lambda I)$ が有限なほど電圧で電流が“揺れる”。

3) 複数コピー／和と定数倍

同じゲート電圧を複数の MOSに配れば，
それぞれ $\alpha_j=(W/L)j/(W/L){\rm ref}$ 倍の電流を同時に生成可能。
並列に束ねれば整数倍電流：和はキルヒホッフ（電流則）で自動的に足し算。
例：3 本の同一ミラーを並列 ⇒ $3I_{\rm REF}$。

4) カレントステア型 DAC の肝

各分岐を 1, 2, 4, 8,… とバイナリ重みでスケーリングし、
スイッチで出力ノードに流すか捨てるかを切替。
理想なら $V_{\rm out}=R\cdot (\sum 2^k I)$。
（実機ではミスマッチ／グリッチ抑制のため、共通センタ配置やセグメント化を使う）

5) 誤差源と対策（MOS/BJT 共通）

VDS（VCE）差：$\lambda$（Early）による電圧依存 → カスコードで抑圧。
寸法・VTH/IS ミスマッチ：ランダム $\propto 1/\sqrt{WL}$ → 面積を大きく、共通センタ配置。
温度：$\mu$, $V_{TH}$, $I_S$ が温度依存 → **基準回路（PTAT/CTAT の合成）**で補償。
コンプライアンス不足：出力が飽和に落ちる → ヘッドルーム確保 or ワイドスイング・カスコード。

6) カスコード・カレントミラー（縦積で高抵抗化）

目的

コピー素子の $V_{DS}$ をほぼ一定に固定し、$\lambda$ による電圧依存を抑える
出力抵抗を大幅に増加 → 電流の理想性が上がる

小信号での効果

（左右対称・長チャネルを仮定）

$$
r_{\text{out,cas}}\ \approx\ g_m,r_o^2\ ;(=\ A_v\cdot r_o)\ \gg r_o
$$

スライドの式と対応：
$r \simeq g_m r_{D} r_{D2} = A_v r_D$。
直感：上段トランジスタの増幅作用で、下段の電流変化を“打ち消す帰還”が掛かる。

ヘッドルーム（最小出力電圧）

単純カスコード（NMOSミラー）：

$$
V_{\rm out,min}\ \approx\ V_{OV,{\rm cas}}+V_{OV,{\rm out}}\ \ (\simeq 2V_{OV})
$$

これがデメリット（電源電圧に余裕が要る）。
ワイドスイング・カスコード／レギュレーテッド・カスコード(RGC)：
バイアスの作り方やアンプで $V_{DS}$ をより低ヘッドルームで規定し、
高 $r_{\rm out}$ と 低ヘッドルーム を両立。

7) 設計レシピ（MOS 例）

目標電流 $I_{\rm REF}$ と許容 $V_{\rm out,min}$ を決める。
$V_{OV}$ を選ぶ（ノイズ/スピード/ヘッドルームのトレードオフ、0.15–0.25 V が実用域）。
$(W/L){\rm ref}=\dfrac{2I{\rm REF}}{\mu C_{\rm ox} V_{OV}^2}$ でデバイス寸法を計算。
スケール比 $\alpha=(W/L){\rm out}/(W/L){\rm ref}$ を与えて出力電流設定。
$\lambda$ を小さくするため 長めの L を選択（→ $r_o\uparrow$）。
カスコードを使うなら Vbias を用意し、各素子が必ず飽和するよう電位関係をチェック。
版下は共通センタ／ダミーでミスマッチ抑制。

8) 使い方のコツ

電流の加算・減算は配線だけ（KCL）→ 電流モード演算に向く。
入力/出力ノードの電圧が設計通りに保てるか常に確認（コンプライアンス）。
大きなスイングや負荷容量がある場合は、ミラーの出力抵抗 × 負荷容量で極が落ち、応答が遅くなる → バッファや位相補償を検討。

1) 基本モデルと電流の分担

テール電流源 $I_0$ を持つ NMOS 差動対（左右のトランジスタの小信号 $g_m, r_o$ は等しい）。

バイアス時：
$I_{D1}=I_{D2}=I_0/2$
微小差動入力
$v_{id}=v_{in1}-v_{in2}$ を加えると，
テール電流源の小信号抵抗が十分大（理想）⇒ソース節点は交流的に固定。
したがってドレイン電流の変化は

$$
\Delta I_{D1}=+\frac{g_m}{2},v_{id},\qquad
\Delta I_{D2}=-\frac{g_m}{2},v_{id}
$$

（スライドの $I_{D1}=I_0/2+\Delta I_D,\ I_{D2}=I_0/2-\Delta I_D$ に一致）

2) 利得（抵抗負荷の例）

(A) 差動利得（fully-differential 出力）

$$
v_{o1}=-\Delta I_{D1},R_D,\quad
v_{o2}=-\Delta I_{D2},R_D
$$

$$
\boxed{;A_{vd}\equiv\frac{v_{o1}-v_{o2}}{v_{id}}
=-g_m,R_D;}
$$

（シングルエンド CS と同じ大きさ）

(B) シングルエンド出力（片側だけ観測）

$$
\boxed{;A_{v,\text{single}}=\frac{v_{o1}}{v_{id}}
=-\frac{g_m R_D}{2};}
$$

（差動出力の半分になるのが定石）

(C) 能動負荷（ミラー等）を使うと

抵抗 $R_D$ の代わりに小信号出力抵抗を使えばよい：

$$
\boxed{A_{vd}\approx g_m,(r_{o,\text{N}}\parallel r_{o,\text{load}})}
$$

3) 入出力インピーダンス

入力（MOS ゲート）
$\boxed{Z_{in}\to\infty}$（実際はゲート抵抗や容量が支配）
出力（各ドレイン）
$\boxed{Z_{out}\approx R_D\parallel r_o}$（能動負荷ならその並列）

4) 同相入力と CMRR

同相入力 $v_{ic}$（両ゲートに同じ変化）：
理想テール電流源（小信号抵抗 $r_{tail}\to\infty$）なら

$$
\Delta I_{D1}\approx \Delta I_{D2}\approx 0 \Rightarrow A_{vc}\approx 0
$$

現実には有限の $r_{tail}$ により少し漏れる：

$$
\boxed{;A_{vc}\ \approx\ -,\frac{R_D\parallel r_o}{2,r_{tail}};}
$$

（オーダ感：テールが硬いほど小さくなる）

同相除去比（重要！）

$$
\boxed{;\text{CMRR}\equiv\left|\frac{A_{vd}}{A_{vc}}\right|
\approx \frac{2,g_m,r_{tail}}{1+\frac{r_{tail}}{R_D\parallel r_o}};}
$$

理想では $\to\infty$。

5) 実務の勘所（NMOS 差動対）

トランスコンダクタンス
$g_m=\dfrac{2I_D}{V_{OV}}$（各アーム $I_D=I_0/2$）
差動入力感度
小信号 $\Rightarrow$ 片側の電流勾配は $g_m/2$。
入力同相範囲（ICMR）
NMOS差動対（ソース側電流源 $M_{\rm tail}$）なら

$$
\begin{aligned}
&\text{下限}\ \approx V_{SS}+V_{OV,\rm tail}+V_{GS,\rm in} \
&\text{上限}\ \approx V_{DD}-V_{OV,\rm load}-V_{OV,\rm in}
\end{aligned}
$$

（両トランジスタ・負荷・テールが飽和を保てる電位を確保）
出力スイング
片側出力は $\approx [V_{OV,\rm out}\ ,\ V_{DD}-V_{OV,\rm load}]$ の範囲で線形。

6) カスコードや能動負荷を入れると

能動負荷：$r_o$ が大→ $A_{vd}\uparrow$
カスコード差動対：出力抵抗 $\sim g_m r_o^2$ まで上げられ、
同相利得も低下（CMRR 向上）。ただしヘッドルームが増える。

7) 1分設計レシピ（抵抗負荷・片側出力）

目標利得 $A_{v,\text{single}}$ と電源/スイングから $R_D$ を仮置き。
テール電流 $I_0$ と $V_{OV}$ を選び、
$g_m=2(I_0/2)/V_{OV}=I_0/V_{OV}$。
利得チェック：$-g_mR_D/2$ が目標か？
足りなければ $R_D\uparrow$（ただしスイング↓）か $V_{OV}\downarrow$（速度↓）か能動負荷へ。
CMRR が不足→ テールの $r_{tail}$ を大きく（良い電流源）、左右マッチング、レイアウト最適化。

8) まとめ（要点）

差動利得（差→差） $\boxed{A_{vd}=-g_mR_D}$（片側出力は半分）。
同相利得はテールの硬さで決まり、理想なら 0。
CMRR は $\sim g_m r_{tail}$ に比例して改善。
能動負荷・カスコードで大利得＆高 CMRR、ただしヘッドルームに注意。

このセットを覚えておけば、スライドの各式・図は全部読めます。